в каком случае ам детектор считается линейным

Детекторы сигналов с амплитудной модуляцией (АМ)

Детектирование АМ-сигналов сводится к одно- или двухполупериодному выпрямлению исходного ВЧ(ПЧ) сигнала с последующим сглаживанием пульсаций фильтром, вносящим минимальные частотные искажения в продетектированный сигнал. Для выпрямления могут применяться как одиночные диоды, так и несколько диодов, включенных по полумостовой или мостовой схемам.

В детекторах АМ-сигналов могут использоваться многие высокочастотные диоды (универсальные диоды, детекторные диоды СВЧ, импульсные диоды, обращенные диоды, маломощные выпрямительные диоды и т.п., в зависимости от параметров исходного сигнала), в т.ч. диоды Шоттки, диоды с накоплением заряда, лавинные диоды.

На рис. 3.6‑1, 3.6‑2 приведены схемы простейших диодных АМ-детекторов, применяемых в бытовых радиоприемниках, а на рис. 3.6‑3 — схема мостового детектора в составе измерителя ВЧ напряжения.

Рис. 3.6-1. Простейший диодный АМ-детектор

Рис. 3.6-2. Детектор АМ-сигналов на двух диодах

Рис. 3.6-3. Измеритель напряжения ВЧ сигнала на основе мостового диодного

Для приведенных схем характерна существенная зависимость коэффициента передачи от уровня входного ВЧ(ПЧ) сигнала. Это обусловлено в первую очередь нелинейностью вольт-амперной характеристики основного рабочего элемента детектора — полупроводникового диода. Такая нелинейность может вызывать ощутимые искажения выходного сигнала детектора (эти искажения тем выше, чем ниже уровень входного сигнала).

Для борьбы с нелинейными искажениями используется ряд методик, например, компенсация с помощью нелинейной зависимости входного сопротивления \(R_<вх>\) детекторного каскада:

\(K_<дет>\) — коэффициент передачи детектора,

\(R_н\) — сопротивление нагрузки детектора при последовательном включении диода с нагрузкой.

Оптимальная компенсация зависимости коэффициента передачи детектора от входного напряжения обратной зависимостью его входного сопротивления достигается при согласовании входного сопротивления детектора с выходным сопротивлением каскада УВЧ (УПЧ) при минимальном выбранном входном напряжении сигнала на входе детектора (для приведенных выше схем при применении германиевых диодов минимальный уровень входного сигнала лежит в пределах 30. 50 мВ, при этом \(K_ <дет>\approx 0,2\)). Согласование может осуществляться, например, регулировкой коэффициента включения детектора (\(P_<дет>\)) в выходной контур усилителя:

\(P_<дет>\) — коэффициент включения детектора, равный отношению числа витков катушки связи с детектором к числу витков основной катушки контура, на которую нагружен выходной каскад УВЧ (УПЧ);

\(R_<0 рез>\) — резонансное сопротивление ненагруженного контура.

Еще один способ компенсации нелинейных искажений предполагает включение на входе детектора дополнительного нелинейного элемента. Например, в схеме на рис. 3.6-4 используется варикап, который включается последовательно в цепь передачи ВЧ сигнала на входе амплитудного детектора. Этот варикап обеспечивает мгновенную автоматическую регулировку коэффициента передачи детектора, уменьшая его при увеличении амплитуды входного сигнала и увеличивая при уменьшении амплитуды входного сигнала. Такая схема особенно хорошо проявляет себя в приемниках прямого усиления, для которых широкий динамический диапазон детектора имеет важнейшее значение.

Дополнительное снижение коэффициента гармоник детекторного каскада возможно при незначительном прямом смещении рабочей точки выпрямляющих диодов. При этом для полезного сигнала оказывается заблокированным начальный существенно нелинейный участок прямой ветви ВАХ диода. Поэтому приведенные выше схемы включают цепи коррекции рабочей точки.

Рис. 3.6-4. АМ-детектор с автоматической компенсацией нелинейных искажений

На характеристики продетектированного сигнала влияет также выбранная схема выходного фильтра и входные параметры УНЧ. Например, в схеме на рис. 3.6‑1 емкость конденсатора \(C3\) необходимо выбирать достаточно большой для наилучшего сглаживания пульсаций, однако не более \(0,25 / F_ в R_н \), где \(F_в\) — наивысшая частота модуляции, \(R_н\) — сопротивление нагрузки. Для уменьшения влияния входа УНЧ на работу детектора сопротивление нагрузки \(R_н\) обычно выбирают равным не более 2. 10 кОм. Сопротивления нагрузки детектора для постоянного тока и тока звуковой частоты должны отличаться как можно меньше (не более 20%).

Детекторы, в которых используются германиевые диоды, имеют высокую чувствительность и удовлетворительные характеристики при достаточно малых уровнях входного сигнала. Детекторы на кремниевых диодах имеют повышенную линейность, широкий динамический диапазон и более высокую стабильность параметров при изменении температуры. Очень высокая чувствительность может быть получена при применении обращенных диодов, которые обладают повышенной крутизной ВАХ и низким уровнем собственных шумов.

В приведенных схемах АМ-детекторов, несмотря на специальные меры, общая характеристика передачи все-таки оказывается нелинейной. От этого недостатка свободны специальные линейные детекторы на операционных усилителях (ОУ). В таких детекторах выпрямляющий диод по прежнему играет роль основного рабочего элемента, а ОУ, охваченный глубокой ООС, обеспечивает линейность передаточной характеристики и попутно значительное усиление сигнала (коэффициент передачи может достигать 30..40). Упрощенная схема и диаграммы работы такого детектора приведены на рис. 3.6-5.

Рис. 3.6-5. Упрощенная схема линейного АМ-детектора на ОУ (а)
и временные диаграммы, поясняющие его работу (б)

Узел на \(DA1\) осуществляет однополупериодное выпрямление входного сигнала. По цепи \(VD2\), \(R2\), независимо от ее сопротивления, протекает стабильный ток (генераторы стабильного тока на ОУ с ООС широко распространены), мгновенное значение уровня которого пропорционально мгновенной амплитуде входного сигнала \(U_<вх>\). В связи с этим, выходное напряжение \(U_<вых>\), снимаемое с резистора \(R2\) с точностью до фазы повторяет тот полупериод входного сигнала, для которого диод \(VD2\) оказывается открытым. В приведенном случае отрицательный полупериод входного сигнала после инвертирования в \(DA1\) превращается в положительный и открывает диод \(VD2\). Для другого полупериода \(VD2\) закрыт. Диод \(VD1\) выполняет вспомогательную функцию защиты от перегрузок \(DA1\) положительными сигналами и триггерного эффекта.

Для получения двухполупериодного преобразования схема на \(DA1\) должна быть дополнена еще одним узлом (на рис. 3.6-5 узел на \(DA2\)), представляющим собой обычный инвертирующий сумматор. В этом случае, получаемые с выхода первого узла положительные полуволны выпрямленного сигнала \(U_<вых>\), поступая через резистор \(R4\) в точку суммирования (инвертирующий вход \(DA2\)), подвергаются в \(DA2\) усилению в два раза. Поступающий через \(R5\) в ту же точку исходный сигнал \(U_<вх>\), не претерпевая амплитудных изменений в \(DA2\), компенсирует наполовину сигнал \(2 U_<вых>\), образуя на выходе детектора только отрицательные импульсы, повторяющие по форме положительные и отрицательные полуволны исходного сигнала.

На рис. 3.6-6 представлен еще один вариант построения линейного АМ-детектора. В этой схеме на одном ОУ обеспечивается двухполупериодное выпрямление входного сигнала.

Рис. 3.6-6. Упрощенная схема линейного АМ-детектора с двухполупериодным выпрямлением на одном ОУ

Пример практической реализации линейного АМ-детектора приведен на рис. 3.6-7.

Рис. 3.6-7. Линейный АМ-детектор

Источник

Экономичные транзисторные детекторы АМ и ЧМ сигналов без источников питания

к.т.н., доцент УТОЧКИН Геннадий Васильевич

к.т.н. РОЗОВ Андрей Валентинович

(ООО «Технический центр ЖАиС»)

I. Детекторы амплитудно-модулированных сигналов.

Принципиальная схема простейшего АМ детектора на одном транзисторе приведена на рис.1.

Входной амплитудно-модулированный сигнал через разделительный конденсатор С1 поступает на эмиттер транзистора VT1 который через резистор R1 соединен с общей шиной. В базовую цепь транзистора включены резистор R2 и конденсатор C2, являющийся блокировочным по частоте входного сигнала. В коллекторную цепь транзистора включены нагрузочные резистор R3 и конденсатор C3. Таким образом, в схеме рис.1 по входному сигналу имеем каскад с общей базой.

При отрицательной полуволне входного сигнала, превышающей порог отпирания базо-эмиттерного перехода транзистора VT на базе выделяется постоянная составляющая или напряжение огибающей входного амплитудно-модулированного сигнала, т.е. происходит детектирование входного сигнала. Протекающий при детектировании ток базы транзистора создает на резисторе R2 напряжение, при котором напряжение коллектор-база Uкб VT становится положительным и он открывается, т.е. переходит в активный режим (в принципе, кремниевый транзистор работает в активном режиме при Uкб=0 или даже если напряжение на коллекторе на 0,3. 0,4 В меньше напряжения на базе). В результате увеличивается ток коллектора и возникает напряжение на резисторе нагрузки R3, при этом из-за усилительных способностей транзистора напряжение на нагрузке по абсолютной величине больше, чем напряжение на базе (несмотря на то, что сопротивление резистора нагрузки R3 в несколько раз меньше базового резистора R2). Для n-p-n транзистора оба напряжения отрицательны.

На рис.2 приведены графики зависимости выходного напряжения и тока нагрузки от величины входного напряжения немодулированного высокочастотного сигнала на частоте 12 МГц для транзистора КТ368А.

Из графиков рис.2 видно, что зависимость выходного напряжения Uвых= и тока нагрузки Iн от входного высокочастотного напряжения линейна, причем порог линейного детектирования для транзистора КТ368А составляет 0,55В при Iн=50 мкА.

Порог детектирования Uвх min для различных типов кремниевых транзисторов колеблется в пределах 0,4. 0,48 В (при токе нагрузки 5 мкА), а также зависит от частоты входного сигнала. Зависимость минимального напряжения входного сигнала Uвх min для транзистора КТ368А при Iн=5 мкА приведена на рис.3.

На частоте последовательного резонанса Lвх и активной составляющей емкости коллекторного перехода Ск1 напряжение на эмиттерно-базовом переходе транзистора возрастает, чем объясняется резкое уменьшение порога детектирования.

При это входное сопротивление транзисторного детектора уменьшается с величины, определяемой в основном сопротивлением R1, до нескольких десятков Ом, определяемом сопротивлением последовательного резонансного контура LвхCк1. Так как частота fт зависит от типа транзистора и тока коллектора, то частота последовательного резонанса и минимальное напряжение детектирования зависят от величины входного напряжения и типа транзистора. Таким образом, транзисторный амплитудный детектор без источника питания обладает ярко выраженной активной частотной селекцией по минимальному напряжению детектирования.

Недостатком простейшего транзисторного амплитудного детектора является повышенные нелинейные искажения огибающей амплитудно-модулированного сигнала при больших амплитудах входных сигналов. Этот недостаток может быть устранен некоторым изменением схемы детектора.

На рис.4 приведена схема амплитудного детектора с пониженным уровнем нелинейных искажений.

В этой схеме, в отличии от детектора рис.1, между базой и коллектором транзистора включен конденсатор большой емкости С2, напряжение на котором почти не изменяется за

период частоты модуляции. Этот конденсатор заряжается разницей напряжений на коллекторе и базе транзистора до величины 0,3…0,4 В. В момент действия отрицательной полуволны огибающей амплитудно-модулированного сигнала при отсутствии конденсатора С2 произошла бы отсечка этой полуволны огибающей за счет достижения порога детектирования и запирания базо-эмиттерного перехода транзистора. Это привело бы к отсечке базового тока и значительным нелинейным искажениям. При наличии конденсатора С2 при отрицательных полуволнах огибающей снижается отрицательный потенциал на коллекторе транзистора за счет его подзапирания и уменьшения падения напряжения на нагрузочном резисторе R3. В результате накопленное напряжение на конденсаторе С2 приоткрывает транзистор (т.к. напряжение на конденсаторе С2 прикладывается в положительной полярности между общей шиной и базой транзистора.). Это приводит как бы к смещению характеристик передачи транзистора вправо и к предотвращению отсечки, а следовательно, и к уменьшению нелинейных искажений.
Таким образом, транзистор в схеме рис.4 можно рассматривать как каскад со 100%-ой отрицательной обратной связью по огибающей входного амплитудно-модулированного сигнала (причем отрицательная обратная связь осуществляется через конденсатор С2). Данная параллельная ООС по выходу уменьшает выходное сопротивление детектора, что положительно сказывается на нагрузочной способности детектора. В частности, в нем не возникают нелинейные искажения за счет разности нагрузок по постоянному и переменному току.

Еще более улучшить основные параметры амплитудного детектора без источника питания позволяет введение в схему второго транзистора другой структуры. Схема такого детектора, впервые предложенного в [1], приведена на рис.5.

Такой детектор работает следующим образом.

Входной АМ сигнал через разделительный конденсатор С1 поступает на эмиттеры транзисторов VT1 и VT2 разной структуры. При положительной полуволне входного сигнала открывается первый транзистор VT1, а при отрицательной – VT2. Для малых входных сигналов, соответствующих началу отпирания p-n переходов транзисторов, транзистор VT1 можно считать включенным по схеме диода, т.к. его коллектор соединен с общей шиной через резистор R1, имеющий небольшое сопротивление ( в принципе он может отсутствовать), а база соединена с общей шиной через последовательно соединенные резисторы R2 и R4. Положительная полуволна входного сигнала открывает транзистор VT1 и заряжает входной разделительный конденсатор С1 до напряжения, несколько меньшего своего амплитудного значения. При отрицательной полуволне входного сигнала напряжение на входном разделительном конденсаторе суммируется с входным напряжением и открывает базо-эмиттерный переход транзистора VT2. На базе транзистора VT2 выделяется напряжение огибающей входного АМ сигнала, т.е. происходит детектирование. При этом транзистор VT1 и базо-эмиттерный переход транзистора VT2 совместно с входным конденсатором С1 и RC-фильтром нагрузки R4C4 образуют детектор по схеме удвоения напряжения.
Аналогичный амплитудный детектор на диодах обладает повышенным коэффициентом передачи, однако имеет высокий порог детектирования, низкое входное сопротивление и значительные нелинейные искажения при больших глубинах модуляции. Эти недостатки в значительной степени уменьшены благодаря включению вместо диодов транзисторов. Несмотря на то, что на транзисторы VT1 и VT2 не подается напряжение питания, оба транзистора в определенные моменты действия входного сигнала работают в активном режиме, т.е. обладают усилительными свойствами.
В рассматриваемой схеме детектора уменьшен порог детектирования по сравнению со схемой детектора рис.4 за счет связи коллектора транзистора VT2 с базой транзистора VT1 через фильтр нижних частот R2C2. В момент действия отрицательных полуволн входного высокочастотного напряжения на конденсаторе С4 фильтра нагрузки возникает отрицательный потенциал напряжения, который через резистор R2 фильтра нижних частот заряжает конденсатор С2 этого фильтра (емкость этого конденсатора выбирают из тех же условий, что и конденсатора RC фильтра нагрузки С4) до отрицательного напряжения, которое для транзистора VT1 является отпирающим. В результате уменьшается пороговое напряжение транзистора VT1 при действии на входе положительных полуволн входного сигнала и заряде конденсатора С1. Это приводит к снижению порога линейного детектирования с 0,6 В до 0,32 В при применении кремниевых транзисторов, что, в свою очередь, дополнительно уменьшает нелинейные искажения при детектировании малых сигналов. Применение в схеме конденсатора С3, образующего параллельную ООС по частоте модуляции как и в схеме рис.4, приводит к уменьшению нелинейных искажений при больших глубинах модуляции.
При больших амплитудах входного сигнала увеличивается отрицательное напряжение на базе транзистора VT1, поэтому он может оказаться в режиме насыщения. Падение напряжения на резисторе R1, включенном в коллекторную цепь VT1, приближает напряжение на коллекторе VT1 к напряжению на его базе и препятствует его насыщению, что уменьшает нелинейные искажения при больших входных сигналах. Кроме того, включение резистора R1 служит для увеличения входного сопротивления детектора. Следует заметить, что в отличие от схемы детектора рис.4, где входное сопротивление во многом определяется резистором в эмиттерной цепи транзистора, в схеме рис.5 такой резистор отсутствует, поэтому входное сопротивление существенно выше.

Для иллюстрации изложенного на рис.6 приведены зависимости выходного постоянного напряжения Uвых=, тока нагрузки Iн и выходного напряжения модулирующего сигнала от входного высокочастотного напряжения детектора, выполненного по схеме рис.5 на транзисторах КТ343Б и КТ342В.

Из приведенных графиков видно, что по сравнению с однотранзисторным детектором в схеме рис.5 порог детектирования уменьшен с 0,55 до 0,3 В, а постоянное выпрямленное напряжение увеличено примерно в 2 раза. Кроме того, выходное напряжение модулирующего сигнала достигает удвоенной величины входного высокочастотного напряжения при нелинейных искажениях не более 1. 2%. При этом уменьшение нелинейных искажений, повышение коэффициента передачи и улучшение нагрузочной способности достигается без использования источников питания, что упрощает, удешевляет, повышает экономичность и надежность детектора.

На рис.7 приведены зависимости выходного постоянного напряжения и минимального напряжения детектирования от частоты входного сигнала для детектора, выполненного на транзисторах КТ3126, КТ368. Сравнение графиков рис.7 и рис.3 показывает, что детектор по схеме рис.5 также обладает активной частотной селекцией по минимальному порогу детектирования. Поэтому все рассуждения, приведенные для схемы рис.1 справедливы и для двухтранзисторного детектора.

II. Детектор частотно-модулированных сигналов.

Принципиальная схема такого детектора приведена на рис.8.

При действии на входе детектора высокочастотного сигнала часть его, через емкость эмиттерно-базового перехода выделяется на колебательном контуре L1C3. Из-за высокой добротности контура напряжение на нем на резонансной частоте может быть больше величины входного сигнала, поэтому эмиттерно-базовый переход в определенные моменты может открываться при входном напряжении 200-300 мВ (т.е. порог детектирования может быть значительно меньше порогового напряжения базо-эмиттерного перехода кремниевого транзистора). Для уменьшения порога детектирования между базой и эмиттером может быть включен дополнительный конденсатор небольшой емкости (С2 на рис.8).

Таким образом, на эмиттере и базе транзистора детектора действуют два высокочастотных сигнала, причем в зависимости от расстройки частот сигнала и резонансной частоты контура L1C3 фазы этих сигналов оказываются различными согласно фазо-частотной характеристики колебательного контура.

Следует отметить, что эта характеристика реализуется при отсутствии источника питания транзисторного ЧМ-детектора.

Экспериментально измеренные детекторные характеристики ЧМ-детектора (рис.8), выполненного на транзисторе КТ368А при различных напряжениях входного сигнала и резонансной частоте контура 20 МГц, приведены на рис.9.

Из графиков на рис.9 видно, что при небольшой величине входного напряжения до 0,5 В детекторные характеристики симметричны, линейны и проходят через нулевое значение выходного напряжения при резонансной частоте, что важно в системах автоматической подстройки частоты. Минимальное значение входного напряжения составляет 150-200 мВ. При больших значениях входного сигнала детекторная характеристика искажается и смещается влево. Это связано с насыщением транзистора при отрицательных расстройках и больших амплитудах входных сигналов. Для исключения такого режима работы детектора необходим ограничитель входных сигналов до уровня 0,5. 0,7В. Протяженность линейного участка детекторной характеристики и его крутизна зависят от величины входного сигнала, а также от добротности колебательного контура. С увеличением амплитуды входного сигнала крутизна и протяженность линейного участка детекторной характеристики увеличиваются, что особенно заметно при небольших амплитудах входного сигнала. В случае необходимости увеличить длину линейного участка детекторной характеристики можно, подключив к колебательному контуру шунтирующий резистор. Однако при этом уменьшится крутизна характеристики и увеличится значение порогового напряжения детектирования.

На рис. 10 приведена зависимость выходного напряжения модулирующего сигнала от входного высокочастотного напряжения с центральной частотой 20 МГц и девиацией частоты 50 кГц при минимальных нелинейных искажениях.

Из графика рис.10 видно, что с помощью рассматриваемого детектора возможно качественное детектирование ЧМ сигнала с минимальным напряжением 150 мВ без использования источника питания.

[1] Уточкин Г.В., Гончаренко И.В. Амплитудный детектор. Авт. св. СССР №1672552., опубл. 23.08.91. Бюл. №31

Источник

Детектирование модулированных сигналов

Методы детектирования и характеристики детекторов

Детектирование — процесс выделения модулирующего сигнала из модулированного колебания или сигнала.

Детектирование может осуществляться при когерентном и некогерентном приеме сигналов.

При когерентном приеме, при детектировании, используются данные о начальной фазе сигнала.

При некогерентном приеме, при детектировании, не используются данные о начальной фазе сигнала.

Детектирование осуществляется в устройствах — детекторах. Условное графическое обозначение детектора имеет вид:

Характеристиками детектора являются: детекторная, частотная характеристики и коэффициент передачи.

Детекторная характеристика представляет собой зависимость постоянной составляющей напряжения на выходе детектора от изменения информационного параметра несущей, подводимой к нему. При АМ информационным параметром является амплитуда, при ЧМ частота, при ФМ фаза.

Идеальная характеристика является линейной проходя через начало координат под углом a к оси абсцисс (рисунок 39). Реальная характеристика имеет отклонение, которые приводят к нелинейным искажениям модулирующего сигнала.

Частотная характеристика представляет собой зависимость амплитуды выходного напряжения Um_u детектора от частоты модулирующего гармонического сигнала. Реальная характеристика имеет линейный характер и постоянна для Um_u на всех частотах (рисунок 40). Отклонение реальной характеристики от идеальной приводит к частотным искажениям модулирующего сигнала. Также как и для модуляторов, по частотной характеристике определяют полосу пропускания детектора.

Коэффициент передачи детектора определяется для гармонического модулирующего сигнала и равен отношению амплитуды гармонического сигнала Um_u к амплитуде приращения информационного параметра несущей

Коэффициент передачи детектора можно определить из детекторной характеристики:

где k — масштабный коэффициент пропорциональности.

Детектирование амплитудно-модулированных сигналов

Некогерентный амплитудный детектор на диоде

Принципиальная электрическая схема некогерентного амплитудного детектора представлена на рисунке 41. В состав детектора включен нелинейный элемент — диод VD. Необходимость нелинейного элемента вызвана тем, что процесс детектирования связан с трансформацией спектра сигнала. Диаграммы поясняющие принцип работы модулятора представлены на рисунке 42.

На диод поступает АМ сигнал S_АМ(t), в спектре которого имеются составляющая несущего сигнала и боковые составляющие (рисунок 42, а). В спектре отклика диода u_д(t) появляются новые составляющие: постоянная, составляющая модулирующего сигнала и высшие гармоники модулированного сигнала (рисунок 42, б). Элементы R1 C1 образуют фильтр низких частот, который шунтирует высокочастотные составляющие спектра отклика и тем самым выделяют составляющую модулирующего сигнала и постоянную составляющую u_ФНЧ(t) (рисунок 42, в). Разделительный конденсатор C2 задерживает постоянную составляющую спектра и в спектре выходного сигнала присутствует только составляющая модулирующего сигнала u(t) (рисунок 42, г).

Эффективное подавление высокочастотных составляющих фильтром низких частот детектора возможно при выполнении условия

1/?₀С₁ u_д2. Выходное напряжение каждого из однотактных детекторов будет определяться:

где К_д — коэффициент передачи детектора.

Поскольку эти напряжения противоположны, то выходное напряжения балансного детектора определяется:

Детекторная характеристика балансного детектора представлена на рисунке 57.

Детектирование манипулированных сигналов

Детектирование амплитудно-манипулированных сигналов.

Детектирование данных сигналов может осуществляется рассмотренным выше амплитудным детектором на диоде (рисунок 39).

Детектирование частотно-манипулированных сигналов.

Структурная электрическая схема детектора ЧМн сигналов и диаграммы, поясняющие его работу приведены на рисунках 58 и 59.

На вход детектора поступает ЧМн сигнал (рисунок 59, а). Это сигнал поступает на полосовые фильтры ПФ1 и ПФ2, каждый из ПФ выделяет свою полосу частот (рисунок 59, б, в). Полученные сигналы детектируются амплитудными детекторами АД1 и АД2 (рисунок 59, г, д). Полученные сигналы поступают в вычитающее устройство, причем сигнал u_АД2(t) поступает в негативной полярности. В вычитающем устройстве происходит формирование выходного сигнала (рисунок 59, е):

Детектирование фазо-манипулированных сигналов.

Детектирование данных сигналов осуществляется при когерентном приеме. Структурная электрическая схема приемника ФМ сигналов представлена на рисунке 60.

На вход полосового фильтра подается входное колебание Z(t). ПФ производит додетекторную обработку сигнала, т. е. ограничивает уровень помех на входе приемника. ФМн сигнал с выхода ПФ поступает в фазовый детектор ФД, на второй вход которого поступает опорное колебание от генератора. Подстройка частоты и фазы опорных колебаний осуществляется системой фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ. Частота и фаза опорных колебаний должна совпадать с частотой и фазой одного из сигналов S₁(t) или S₂(t). Сигнал, полученный на выходе ФД поступает в решающее устройство, которое определяет какой сигнал принят u₁ или u₂. Определение сигнала осуществляется путем сравнения амплитуды дискретного элемента поступающего с ФД с нулевым уровнем, который снимается с корпуса: если амплитуда дискретного элемента поступающего с ФД больше нуля, то принят элемент положительной полярности u₂ («1»), если меньше нуля, то принят элемент отрицательной полярности u₁ («0»).

Основным недостатком данной схемы и соответственно системы с ФМн является необходимость передачи вместе с информационным сигналом сигнала фазовой синхронизации, что приводит к дополнительным затратам мощности и, соответственно, снижению эффективности ФМн. Необходимость передачи сигналов синхронизации связана с тем, что фаза колебаний опорного генератора должна с высокой точностью совпадать с фазой одного из сигналов S₁ или S₂. Использование для целей фазовой синхронизации входного сигнала Z(t) приводит к эффекту обратной работы. Обратная работа заключается в замене, пи детектировании, сигнала u₁ сигналом u₂ и наоборот. Обратная работа возникает тогда, когда фаза опорных колебаний генератора меняется на противоположную. Это возникает из-за того, что при равновероятных сигнала S₁ и S₂, отличающихся друг от друга по фазе на 180°, на приеме нет ни каких признаков по которым можно определить, фаза какого сигнала была принята в качестве опорного. Генератор, подстраиваемый системой ФАПЧ, может генерировать колебания с двумя устойчивыми состояниями фазы 0 или 180°. В канале связи под воздействием помех фаза сигнала используемого для синхронизации изменяется. Если она не соответствует 0 или 180°, то генератор подстраивается под ближайшую фазу, т. е. если фаза изменяется менее чем на 90°, то генератор будет подстраиваться под верную фазу сигнала (обратная работа отсутствует), если более чем на 90°, то генератор подстраивается под противоположную фазу и возникает обратная работа. Из вышесказанного можно сделать вывод, что источником обратной работы в приемнике является генератор с ФАПЧ.

Детектирование относительно-фазо-модулированных сигналов.

Детектирование ОФМн сигналов может осуществляться двумя методами: методом сравнения фаз (обеспечивает некогерентный прием) и метод сравнения полярностей (обеспечивает когерентный прием).

При методе сравнения фаз источники обратной работы генератор и ФАПЧ заменяются линией задержки, которая осуществляет задержку сигнала на длительность одного дискретного элемента (рисунок 61). В фазовом детекторе осуществляется сравнение фаз принятого сигнала и предыдущего. Формирование выходного сигнала РУ осуществляется также как и в приемнике ФМн сигналов. Поскольку в данной схеме в качестве опорного колебания используется принятый сигнал, то появление обратной работы исключено.

При методе сравнения полярностей приемник состоит из двух частей: приемника ФМн сигналов и относительного декодера (рисунок 62). При детектировании сигналов в приемнике ФМн сигналов возникает обратная работа. Сигнал с выхода приемника поступает в сравнивающее устройство СУ относительного декодера. На второй вход СУ поступает предыдущий выходной сигнал приемника. Задержку сигнала на один дискретный элемент осуществляет линия задержки. В СУ происходит сравнение полярностей двух элементов и формируется выходной сигнал. Формирование дискретного элемента выходного сигнала осуществляется по правилу: если полярности обоих сигналов совпадают, то формируется сигнал положительной полярности u₂ («1»), если полярности не совпадают, то сигнал отрицательной полярности u₁ («0»). Так как обратная работа изменяет полярность как текущей, так и предыдущей посылок, то она на работе СУ не сказывается.

Детектирование импульсно-модулированных сигналов

Особенностью ИМ сигналов является наличие в их спектре низкочастотных составляющих модулирующего сигнала. Поэтому для детектирования данных сигналов нелинейный элемент не используется. Детектирование осуществляется фильтром, с помощью которого выделяются составляющие модулирующего сигнала. Для этого граничные частоты фильтра должны быть равны наименьшей Fmin и наибольшей Fmax частоте спектра модулирующего сигнала. Детектирование первичных (низкочастотных) сигналов осуществляется ФНЧ.

А) Детектирование АИМ сигналов. Если скважность импульсов АИМ сигнала велика q>>1, то детектирование осуществляется пиковым детектором.

Пиковым детектором — называется амплитудный детектор, выходное напряжение которого пропорционально амплитуде импульсов и сохраняется приблизительно постоянным на интервале периода следования импульсов Т.

В спектре ФИМ сигналов уровень составляющих частоты модуляции незначителен, а также он зависит от частоты модуляции. Поэтому непосредственно ФИМ сигналы детектировать ФНЧ нельзя. Предварительно эти сигналы преобразуются в ШИМ или ЧИМ сигналы, а затем детектируются ФНЧ. Однако, для преобразования ФИМ сигнала необходимо вместе с ним передавать синхронизирующие тактовые импульсы, а это усложняет схему детектора.

Для увеличения помехоустойчивости в приемнике принятые импульсно модулированные сигналы подвергают регенерации.

Регенерация — процесс восстановление формы импульсов.

На рисунке 63 представлены временные диаграммы, поясняющие регенерацию импульсно модулированного сигнала. На рисунке 63, а представлен передаваемый импульсно-модулированный сигнал Sм_пер(t). На рисунке 63, б представлен принятый сигнал Z_пр(t). Форма этого сигнала искажена вследствие воздействия флуктуационных и импульсных помех в канале связи. Регенерация осуществляется путем ограничения амплитуды импульсов по максимуму и минимуму на уровне близком к половине пикового значения импульсов (рисунок 63, в). При регенерации возможно искажение принятого сигнала вызванное большой амплитудой импульсной помехи, однако, большая часть помех подавляется.

Поскольку при регенерации осуществляется ограничение амплитуды импульсов, то регенерации не могут подвергаться АИМ сигналы, т. к. амплитуда этих сигналов является информационным параметром.

Источник