в каком случае целесообразно использовать резонансный автономный инвертор

65. Автономные резонансные инверторы (аир), определение, классификация, физические процессы и особенности работы.

Резонансными называются инверторы, у которых периодический характер электромагнитных процессов в нагрузке обусловлен колебательными свойствами LC-контура инвертора. При этом возможны три варианта композиции LC-контура и нагрузки:

• последовательное включение нагрузки в последовательный LC-контур – последовательные резонансные инверторы;

• параллельное подключение нагрузки к L или С LC-контура;

• подключение нагрузки параллельно к части С контура.

Эти три вида подключения нагрузки определяют три вида резонансных инверторов:

• параллельный;• последовательно-параллельный;• последовательный. Кроме того, различают резонансные инверторы с закрытым входом, у которых индуктивность резонансного контура находится в цепи постоянного тока (на входе) инвертора, и с открытым входом, у которых эта индуктивность находится на стороне переменного тока инвертора (в выходной цепи). Простейшим типом резонансного инвертора является инвертор класса Е, содержащий всего один управляющий вентиль (транзистор). Но низкая энергетическая эффективность преобразования энергии при этом ограничивает область его применения мощностями до 100 Вт (источники питания). Тиристорные резонансные инверторы без обратных диодов более эффективно преобразуют постоянный ток в переменный и предназначены для питания постоянной или мало меняющейся нагрузки в единицы или десятки киловатт. Тиристорные резонансные инверторы с обратными диодами сложнее схем без обратных диодов, но позволяют питать нагрузку, меняющуюся в широком диапазоне, начиная от холостого хода. Предельная частота выходного напряжения в таких инверторах обычно не превышает порядка десяти килогерц для современных типов высокочастотных тиристоров. При необходимости получения более высоких частот выходного напряжения с мощностями в десятки и сотни киловатт используют схемы резонансных инверторов с удвоением или учетверением частоты либо реже многоячейковые инверторы.

66. Основные схемы аир без встречных диодов, временная диаграмма работы, расчет основных параметров и характеристик, достоинства и недостатки.

Нулевая, полумостовая и мостовая схемы последовательных резонансных инверторов показаны на рис. 2.2.2. Все они работают, как и параллельные резонансные инверторы, в режиме прерывистого входного тока. Типовые диаграммы входного тока инвертора, напряжения на конденсаторе и тока нагрузки приведены на рис. 2.2.3.

В отличие от параллельных инверторов здесь напряжение на конденсаторе колебательного контура не спадает во время нулевой паузы, но ток нагрузки имеет прерывистый характер. Аналитическое исследование прерывистого режима работы последовательного резонансного инвертора осложнено теми же трудностями, что и у параллельного резонансного инвертора, и поэтому здесь не приводится. Да и сами эти схемы утрачивают свое доминирующее значение для создания преобразователей повышенной частоты из-за невозможности режима холостого хода и существенной зависимости режима работы от параметров нагрузки. Их потеснили схемы резонансных инверторов с вентилями обратного тока на тиристорах или на транзисторах, у которых нет ограничений, связанных с обеспечением времени на восстановление их управляющих свойств после интервала проводимости ими тока.

Источник

Резонансные инверторы

Рассмотрим работу резонансного инвертора на примере однофазного последовательного преобразователя, представленного на рисунке 36. Вели­чина выбранных параметров последовательного L-C-R_нг контура оп­ределяет частоту его собственных колебаний, которая находится по из­вестному из теоретической электротехники выражению

(101)

В зависимости от соот­ношения частоты собственных колебаний ω₀ и частоты переключения вен­тилей, задаваемой системой управления ω, различают три возможных режима работы инвертора:

В настоящее время наиболее широкое применение на практике находят граничный режим и режим естественной коммутации тиристоров,

обеспе­чивающие синусоидальную форму кривой тока нагрузки и достаточно боль­шой угол выключения β=δ..

Последнее дает возможность использо­вать инвертор последовательного типа на высоких рабочих частотах. Временные диаграммы токов и напряжений для граничного режима пред­ставлены на рисунке 42.

Рисунок 42. Временные диаграммы инвертора, работающего в резонансном режиме

Вопросы для самоконтроля:

1. Какие условия необходимо выполнить для перевода инвертора в резонансный режим?

2. Сформулируйте достоинства резонансного режима работы инвертора по сравнению с режимом инвертирования тока.

Источник

Инверторы тока и напряжения, резонансные инверторы

3.3 Инверторы тока и напряжения, резонансные инверторы

Для инверторов тока характерно то, что в результате переключения тиристоров в нагрузке формируется ток определённой формы , а форма и фаза выходного напряжения зависят от параметров нагрузки (рисунок 20).

Рисунок 20 – Схемы инверторов тока (а), напряжения (в), резонансных (д) и их временные диаграммы токов и напряжений (б, г,е)

Источник постоянного тока работает в режиме генератора тока, для чего во входной цепи включен реактор с большой индуктивностью. Кроме того, реактор выполняет функции фильтра высших гармонических напряжений, так как к нему в любой момент времени прикладывается разность между неизменным напряжением источника питания и пульсирующим напряжением на входе инвертора; препятствует разряду конденсатора на источник питания во время коммутации тока в тиристорах и обеспечивает апериодический режим работы инвертора, характерный малыми пульсациями входного тока. Следует отметить, что при питании инвертора от источников с характеристиками, близкими к источнику тока, реактор может отсутствовать.

При активно-индуктивном характере потребителя баланс реактивной мощности обеспечивается коммутирующими и компенсирующими конденсаторами. Конденсаторы по отношению к нагрузке могут быть включены параллельно, последовательно, последовательно-параллельно.

Для инверторов тока характерен энергообмен между коммутирующими и компенсирующими конденсаторами, включенными в цепи переменного тока, реактивностями цепи нагрузки и реактором цепи входного тока. В режиме холостого хода параллельный инвертор тока неработоспособен вследствие роста амплитуды обратных и прямых напряжений на тиристорах. При перегрузках его работа затруднена из-за недостаточного времени для восстановления запирающих свойств тиристоров. Инверторы тока имеют близкую к синусоидальной кривую выходного напряжения, относительно малые пуль­сации входного тока, возможность реверса направления потока мощности без изменения направления тока (при переходе в выпрямительный режим). Внешняя характеристика параллельного инвертора тока «мягкая».

Инверторы тока и напряжения применяются в стабилизированных по выходным параметрам преобразователях частоты; во вторичных источниках питания переменного тока; в установках частотно-регулируемого электропривода. Резкой границы между инверторами тока и напряжения на практике не существует, в большинстве случаев инверторы работают в режимах, близких к промежуточным.

3.4 Преобразователи частоты с промежуточным звеном

постоянного тока (циклоконвекторы)

Рисунок 21 – Структурная схема преобразователя частоты с промежуточным звеном постоянного тока

Преобразователи с промежуточным звеном постоянного тока позволяют регулировать выходную частоту с помощью системы управления инвертора СУИ в широком диапазоне как вверх, так и вниз от частоты питающей сети. В качестве автономного инвертора может быть использована одна из ранее рассмотренных схем инверторов. Недостатком преобразователей с промежуточным звеном постоянного тока является двойное преобразование энергии, что приводит к уменьшению КПД, к увеличению установленной мощности и массы преобразователя. Однако такой тип преобразователя частоты и схема управления им проще, чем преобразователя с непосредственной связью.

3.5 Преобразователи частоты с непосредственной связью

Преобразователи частоты с непосредственной связью могут выполняться с естественной и принудительной коммутацией.

Рисунок 22 – Трехфазно-однофазный преобразователь частоты с непосредственной связью (а), временная диаграмма тока(б)

Открывая поочередно вентили групп I и II, получаем на выходе переменное напряжение с частотой ; (рисунок 22б). Если принять, что нагрузка активная, и не учитывать потери в вентилях и трансформаторе, то выходное напряжение на нагрузке:

(3.1)

где — число фаз первичной сети; — угол регулирования выпрямителя.

Источник

Резонансный DC/DC-преобразователь большой мощности с широким диапазоном изменения нагрузки

В статье рассмотрена новая топология преобразователя, которая совмещает преимущества преобразователя с ШИМ-управлением, функционирующего на фиксированной рабочей частоте, и преобразователя с переменной рабочей частотой. Приведены схемы и временные диаграммы работы. Статья представляет собой сокращенный перевод [13].

В зависимости от типа управления понижающие DC/DC-преобразователи обычно работают либо с фиксированной частотой и ШИМ-управлением, либо с переменной частотой. Пре­об­ра­зователи с ШИМ обеспечивают диапазон регулирования от минимальной мощности (обычно менее 5% номинальной мощности) до максимальной. При этом обеспечивается хорошая энергетическая эффективность. Однако есть и недостатки: погрешности при генерировании узкого импульса ШИМ; относительно высокая потребляемая мощность в режиме пониженного энергопотребления и в режимах с малой нагрузкой, близких к холостому ходу; довольно большие электромагнитные помехи. Решение этих проблем обычно ведет к возрастанию стоимости.
Резонансные преобразователи, рабо­тающие с переменной частотой, соз­дают относительно небольшие элек­тро­магнитные помехи. Они могут работать на холостом ходу, потребляют малую мощность в режиме пониженного энергопотребления, имеют низкую стоимость. Однако в случаях, когда диапазон входных напряжений
Vmax/Vmin > 1,3, возникают проблемы.
В настоящее время популярна топология, использующая ШИМ со сдвигом фаз. Она применяется в инверторах с выходной мощностью свыше 4 кВт. В этом случае уменьшаются электромагнитные помехи, т.к. используется мягкая коммутация. Кроме того, не возникает проблем с генерацией узкого импульса управления, но в этом случае происходит жесткая коммутация, возрастают потери и уровень электромагнитных помех. Большая часть затруднений возникает, когда при небольшом выходном напряжении, например, при 14 В, требуется получить большой выходной ток — свыше 200 А. В этом случае в схеме выпрямления на низкой стороне возникают следующие проблемы [1—5]:
– потери мощности в дросселе становятся очень велики;
– трудно обеспечить мягкую коммутацию выпрямительных диодов;
– стоимость индуктора существенно возрастает.
В [6—11] отчасти описаны способы преодоления этих трудностей. Однако остаются сомнения в возможности мягкой коммутации ключей, неизвестно, каковы будут потери в режиме пониженного энергопотреб­ления. И, наконец, неясно, какова будет энергоэффективность преобразователя при мощностях свыше 2 кВт.

Описанная ниже схема имеет преимущества, свойственные как схемам с ШИМ-управлением, так и преобразователям с переменной рабочей частотой. При нагрузке в пределах 25—100% от номинальной схема работает с управлением ШИМ и на максимальной (около 200 кГц) частоте. При снижении нагрузки менее 25% от номинальной уменьшается и рабочая частота; при этом продолжает снижаться коэффициент заполнения. Частота коммутации может быть снижена до 2…3 кГц, а коэффициент заполнения — до нуля в режиме пониженного энергопотреб­ления. При этом достигаются крайне малые потери (не более 8 Вт), что очень важно при работе от аккумуляторных батарей.
На рисунке 1 показана схема преобразователя, способного работать как в понижающем, так и в повышающем режимах. В этой статье рассмотрен только понижающий режим работы. В [12] описана работа в повышающем режиме. Преобразователь использует последовательную резонансную цепь, поэтому энергия за один цикл преобразования ограничивается энергетической емкостью резонансной цепочки, состоящей из LRES и конденсатора С1.

На рисунке 2 показана временная диаграмма работы идеального преобразователя, работающего на максимальной частоте с ШИМ-управлением. В момент времени t0 при нулевом токе открываются ключи S2, S4 и диод D3, в интервале времени t0—t1 ток нарастает. Его величина и форма определяются резонансной цепочкой C1, C4 и LRES. В момент времени t1 ключ S4 закрывается, и ток через эту цепь прерывается до тех пор, пока не откроется S3. Коммутация происходит при нулевом напряжении — zero-voltage switching (ZVS), — т.к. ключи S3, S4 находятся между конденсаторами С1 и С2, с одной стороны, и С3 и С4 — с другой. Емкости С3 и С4 нужны для обеспечения мягкой коммутации ключей в интервале времени t1—t2, их величина значительно меньше, нежели С1 и С2.

В момент времени t2 индуктивность LRES отдает запасенную энергию. В интервале t2—t3 ток протекает по цепи D6–LRES–TR1–S2. К моменту времени t3 ток на низкой стороне течет через диоды D7, D10 и уменьшается до нуля. В момент t4 ключ S2 закрывается, и относительно небольшой к этому времени ток через трансформатор прекращается.
В момент t5 открывается ключ S1, и начинается вторая половина цикла преобразования, аналогичная первой, происходящей в интервале t0—t5. В интервале времени t5—t6 ток протекает по цепи S1–TR1–LRES–S3, D4 и C1–C4. Методика подсчета номинальных параметров компонентов резонансной цепи изложена в [12]. Для достижения хороших показателей качества для добротности дросселя LRES должно выполняться соотношение Q > 7.
На рисунке 3 показана схема прототипа с указанием номиналов, рассчитанного на выходную мощность 4 кВт, входное напряжение 280…440 В и выходное напряжение 14 В. На рисунке 4 приведены кривые напряжений и токов, полученные при входном напряжении 400 В, выходном напряжении 14,2 В и токе 280 А. В преобразователе использованы следующие компоненты:
– Q1, Q2 — IXSN80N60BD1;
– Q3, Q4 — IXKN75N60C;
– Q5, Q6, Q7, Q8 — IRF2804, 7 параллельно;
– D1, D2 — DSEI2×101-06A.

В таблице 1 проведено сравнение рассмотренного преобразователя с преобразователем, использующим при управлении сдвиг фаз (см. рис. 5) и его улучшенной версией [1], представленной на рисунке 6. Сравнение проводилось при условии равных для всех преобразователей входного напряжения, выходных напряжений и токов.

Параметр

Стандартная топология (см. рис. 5)

Улучшенная то пология (см. рис. 6)

Новая топология (см. рис. 1)

Источник

Полупроводниковые резонансные преобразователи для солнечных электростанций

1 По прогнозам Международного энергетического агентства (IEA) энергия солнечного излучения к 2050 г. обеспечит до 25 % потребности человечества в электричестве и сократит выбросы углекислого газа [3]. Промышленно развитые страны непрерывно наращивают внедрение солнечных электростанций, а также производство полупроводниковых преобразователей для них. Следовательно, непрерывно повышаются масштабы и уровень научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ по проблемам солнечных электростанций.

Солнечные батареи могут вырабатывать лишь постоянный ток, но для питания таких привычных нам приборов, как компьютер, телевизор, чайник и т. п., необходимо переменное сетевое напряжение 220 В или трехфазное 380 В. Для преобразования постоянного напряжения в переменное синусоидальной формы нужны преобразователи. В настоящее время по материалам фирм, выпускающих полупроводниковые преобразователи, стоимость серийных преобразователей для солнечных электростанций составляет примерно 150–300 долл. на 1 кВт.

До 2017 г. ООО «Хевел» (г. Новочебоксарск) выпускало микроморфные фотоэлектрические солнечные модули, изготовленные по тонкопленочной технологии. Их КПД составлял 9,5 %, а номинальная мощность — 120 Вт. Во втором квартале 2017 г. действующая производственная линия завода в г. Новочебоксарске была переоборудована под производство гетероструктурных солнечных модулей (по принципиально новой технологии), собираемых из ячеек. Годовой объем выпуска продукции — 160 МВт. Номинальная мощность солнечного модуля составляет 300 Вт. От большинства аналогов его отличает более высокая эффективность в выработке электроэнергии — средний КПД ячеек превышает 22%. Кроме того, новые модули эффективнее работают при высоких и низких температурах, что существенно расширяет географию их применения.

Гетероструктурная ячейка может быть поставлена в любую страну для сборки модулей. Длина ячейки (156,75 ± 0,25) мм, ширина (156,75 ± 0,25) мм, толщина (0,18 ± 0,02) мм, диагональ (210 ± 0,5) мм, масса (10,2 ± 0,2) г, КПД 22,6–22,8 %, мощность 5,51–5,56 Вт.

Зарубежные производители полупроводниковых преобразователей для солнечных электростанций, как правило, не раскрывают принципиальные схемы этих преобразователей. Особенно затрудняет использование зарубежных аналогов при разработках и проектировании преобразователей для солнечных электростанций то, что неизвестны алгоритмы управления и программы для микропроцессоров, входящих в состав систем управления преобразователями. Приходится самим разрабатывать теоретические основы, методики расчетов отдельных узлов, характеристик и переходных процессов, анализа и синтеза замкнутых систем управления преобразователями. Вместе с тем в зарубежных публикациях дано описание многих схем силовой частей подобных преобразователей.

Основные структуры фотопреобразовательных (ФП) инверторов представлены на рис. 1 [4].

Рис. 1. Обзор структур ФП-инверторов:
централизованная (а);
раздельная (б);
многоцепочечная (в);
с отдельными инверторами для каждого модуля (г)

Ранее использовалась структура (рис. 1а), основанная на централизованных регулируемых инверторах, которые связывают большое число ФП-модулей с сетью переменного тока. ФП-модули разделены на цепочки последовательно соединенных модулей, каждая из которых генерирует достаточно высокое напряжение, чтобы избежать дальнейшего его повышения. Затем эти цепочки для повышения мощности соединяют параллельно через разделительные диоды. Основные недостатки такой структуры: потери мощности из-за рассогласования между модулями; негибкость, которая не позволяет реализовать выгоды массового производства преобразователей; наличие кабелей высокого напряжения между ФП-модулями и инвертором; потери мощности из-за централизованного слежения за точкой максимальной мощности (СТММ); потери в разделительных диодах. Тиристорный инвертор создает большое число токовых гармоник, обуславливающих плохое качество энергии.

Современная структура (рис. 1б) включает в себя регулируемые инверторы для каждой цепочки ФП-модулей. Здесь отсутствуют потери мощности в разделительных диодах и потери из-за рассогласования цепочек, поскольку точка максимальной мощности (ТММ) определяется для каждой из них отдельно. Это повышает общий КПД по сравнению с КПД системы, использующей централизованный инвертор, и снижает стоимость в связи с массовым производством.

В случае использования отдельного регулируемого инвертора для каждого ФП-модуля (рис. 1г) устраняются потери мощности вследствие рассогласования между ФП-модулями, так как отслеживается ТММ каждого ФП-модуля. Кроме того, облегчается возможность наращивания мощности системы благодаря модульной структуре. Появляется возможность создания устройства plug and play («подключай и играй», подключай вилку в розетку и работай), которое в будущем может быть использовано людьми, не имеющими каких-либо знаний об электрических установках. Однако необходимость повышения напряжения модуля может уменьшить общий КПД и увеличить цену за 1 Вт мощности из-за более сложной схемы. Структура требует массового производства, при котором снижаются затраты на изготовление и розничные цены.

В связи с изложенным, в выполненной работе были исследованы и разрабатывались схемы преобразователей, работающих от одного ФП-модуля. (В зарубежных публикациях рассматриваемые преобразователи называются микроинверторами.)

Преобразователи, работающие от одного ФП-модуля, можно разделить на две основные группы:

В статье рассматриваются преобразователи постоянного напряжения (ППН) с последовательным резонансным инвертором, или так называемые резонансные преобразователи. Они имеют высокий КПД на сравнительно высоких частотах переключений f. Регулирование выходного напряжения таких ППН выполняется тремя методами: фазовым, частотным и комбинированным. Имеется большое количество зарубежных и отечественных публикаций, посвященных таким ППН, однако уровень теоретических исследований пока недостаточен, в связи с чем отсутствуют в достаточной мере обоснованные методики их расчета и проектирования.

Рис. 2. Схема силовой части ППН
(а) и временные диаграммы
(б) для ППН с последовательным резонансным инвертором в РНТ

Исследованная схема резонансного ППН с фазовым регулированием [5] представлена на рис. 2а, а временные диаграммы при работе в режиме непрерывного тока — на рис. 2б. Приведенная схема (рис. 2а) работает на частоте переключений f, превышающей резонансную частоту LC-контура f_р. Процессы в этих схемах исследуются методом припасовывания с использованием векторно-матричного дифференциального уравнения LC-контура для i-го рабочего интервала (i = 1, 2, 3)

где x — вектор состояния, A и B — матрицы, определяемые выражениями

На каждом полупериоде переключений в режиме, показанном на рис. 2б, последовательно наблюдаются три различных рабочих интервала. На первом интервале (i = 1) открыты транзисторы VT1 и VT4, на втором (i = 2) — транзисторы VT1 и VT3, на третьем (i = 3) — транзисторы VT2 и VT3.

Решение уравнения (1) имеет вид

где t_i — момент начала i-го интервала; x(t_i) — начальное значение вектора состояния для i-го интервала; x ti (∞) — асимптотическое значение вектора состояния для i-го интервала.

Были определены явные выражения для элементов фундаментальной (переходной) матрицы e A t [5].

Из уравнения x(T/2) = x(0) были получены соотношения для расчета мгновенных значений напряжения на конденсаторе LC-контура и тока контура в установившемся режиме. Интегрированием тока в LC-контуре за полпериода T/2 были получены выражения для средних значений выходного и входного токов ППН, впервые построены статические регулировочные (рис. 3) и внешние (рис. 4) характеристики, временные диаграммы (рис. 5) [5], где относительные значения переменных определяются как

Рис. 3. Регулировочные характеристики ППН в РПТ и РНТ (отмечены и пронумерованы точки, для которых построены временные диаграммы на рис. 5)

Рис. 4. Внешние характеристики ППН

Рис. 5. Временные диаграммы процессов за полпериода переключений при различных значениях γ для указанных на рис. 3 точек 1 (а); 2, 3 (б); 4–6 (в); 7–9 (г)

Далее исследована схема (рис. 6а), работающая в режиме прерывистого тока в LC-контуре.

При прерывистом токе в LC-контуре схемы на рис. 6 возможны три режима работы: 1) режим с однополярными импульсами тока в LC-контуре на половине периода переключений, который обычно реализуется в схеме без обратных диодов; 2) режим с двуполярными импульсами тока, который реализуется в схеме с обратными диодами при симметричном управлении транзисторами мостовой схемы резонансного инвертора; 3) режим с двухполярными импульсами тока, реализуемый при несимметричном управлении транзисторами и иллюстрируемый на рис. 6б [6].

Рис. 6. Схема силовой части резонансного ППН с преобразователем частоты
на выходе (а);
временные диаграммы, иллюстрирующие установившийся режим прерывистого тока (б);
u_c — напряжение сети переменного тока

На рис. 6а представлена схема резонансного преобразователя, работающая на сеть переменного тока. В полупериод положительного напряжения сети транзистор VT5 поддерживается в открытом состоянии, а при открытых транзисторах VT1 и VT4 ток контура трансформируется в обмотку w₂ трансформатора и замыкается через диод VD1, транзистор VT5 и выходную цепь ППН. Измененив свое направление, ток трансформируется в обмотку w₃ и замыкается через диод VD3, транзистор VT5 и выходную цепь ППН в прежнем направлении.

В полупериод отрицательного напряжения сети транзистор VT6 поддерживается открытым и схема работает аналогично.

Были выведены следующие формулы [6, 7]:

где Q — добротность резонансного контура, определяемая по формуле Q = (1/r)√L_K/С_K (C_к — емкость конденсатора контура; L = L_K + L_S1 + L’_S2 и r + r_K + r₁+ r’₂ — суммарная индуктивность и активное сопротивление последовательного резонансного контура, L_к и r_к — индуктивность и активное сопротивление дросселя резонансного контура; L_S1 и L’_S2 — индуктивность рассеяния первичной обмотки и приведенная к первичной обмотке индуктивность рассеяния вторичной обмотки; r₁ и r’₂ — активное сопротивление первичной обмотки и приведенное к первичной обмотке активное сопротивление вторичной обмотки).

Для построения характеристик в режиме с однополярными импульсами тока следует воспользоваться известными из работы [8] соотношениями:

где верхний индекс «о» обозначает режим с однополярными импульсами.

Характеристики, построенные по формулам (2)–(8), представлены на рис. 7–10.

Рис. 7. Зависимости для определения средних значений выходного и входного токов в установившемся режиме при Qк = 5 (а) и КПД в установившемся режиме от среднего значения выходного напряжения (б), h°K — КПД в режиме с однополярными импульсами тока

Рис. 8. Внешние характеристики и зависимости —iвх ср.уст от —iвых ср

Рис. 9. Графики для определения потерь мощности D –PK, входной —Pвх и выходной –Pвых мощности

Рис. 10. Зависимости КПД от относительного действующего значения напряжения сети (а) и средней за период сети выходной мощности (б) при работе ППН на сеть переменного тока

Результаты, полученные на Simulink-модели преобразователя

Модель ППН с последовательным резонансным инвертором и системой управления, реализующей алгоритм несимметричного управления силовыми транзисторами, собрана в среде Matlab-Simulink (рис. 11). На рис. 11а указаны параметры всех элементов силовой части.

Рис. 11. Модель силовой части (а) и системы управления (б) преобразователя с несимметричным управлением транзисторами, собранная в среде Simulink

Сигналы управления транзисторами U_з1–U_з4, подаваемые на их затворы, формируются системой управления, которая анализирует переход через нуль тока резонансного контура с помощью одного датчика тока ДТ и двух компараторов на блоках Relational Operator, один из которых формирует логический сигнал по условию i_к > I_оп, а другой — по условию i_к u_вх + u_вых/n_тр, то после закрытия транзисторов VT2 и VT4 в конце отрицательного импульса открываются обратные диоды транзисторов VT2 и VT3, поэтому вместо ожидаемой паузы формируется положительный импульс тока, протекающий через источник входного напряжения в обратном направлении. Затем, после небольшой паузы после окончания указанного импульса, открываются транзисторы VT2 и VT3 и далее аналогично формируются двухполярные импульсы, но с другой полярностью, и во время паузы через обратные диоды протекает незначительный ток. Во время третьего полупериода импульсов тока вообще нет (см. рис. 12), так как в начале полупериода не выполняется условие для формирования положительного импульса тока через транзисторы VT1 и VT4 (u_Ск 0, если общее сопротивление контура носит индуктивный характер (индуктивный режим), когда частота переключений больше резонансной частоты контура f_р, и опережает напряжение на угол φ 05.08.2020 | Солнечная энергетика, Технологии
Оставить комментарий

Источник